ISSCC2026：相干技術(shù)——IMEC-Ghent基于混頻檢測(cè)技術(shù)實(shí)現(xiàn)112Gb/s NRZ 100G PON

  ICC訊   100G PON擴(kuò)展在強(qiáng)度調(diào)制直接檢測(cè)（IMDD）鏈路的收發(fā)器設(shè)計(jì)方面帶來根本性挑戰(zhàn)，使用 APD 和 SOA-PIN 接收器的傳統(tǒng)方法存在器件增益帶寬（GBW）乘積限制和嚴(yán)重的色散（CD）問題，100Gb/s的CD 引起的相位失真比 50Gb/s嚴(yán)重約 4 倍，需要復(fù)雜的均衡技術(shù)，如FFE和MLSE組合，才能在 12 公里光纖中實(shí)現(xiàn) 1e-2 誤碼率。

  如圖b，相干調(diào)制和檢測(cè)通過高階調(diào)制和先進(jìn)DSP實(shí)現(xiàn)高速率和強(qiáng)大 CD 容忍性，但其成本、功率和復(fù)雜性對(duì)于 PON 部署可能過于高昂。

  IMEC-Ghent提出一種基于強(qiáng)度調(diào)制混頻檢測(cè)（IMHD）的突發(fā)模式接收前端架構(gòu)，提供一種兼具低復(fù)雜度、良好靈敏度和強(qiáng)共模抑制能力的方案，如圖c。

  集成接收器通過混頻檢測(cè)生成正交中頻（IF）信號(hào)，并利用TIA在 3dB 帶寬以下的平坦頻率響應(yīng)來傳輸SSB-AM的 I/Q 信號(hào)。好處是：

  1）這種方法能夠?yàn)V除共模失真的上邊帶，保留相位信息，顯著減少對(duì)共模補(bǔ)償?shù)男枨?。通過對(duì) AM I/Q 信號(hào)進(jìn)行平方相加，解調(diào)后的基帶信號(hào)得到增強(qiáng)，通過抵消作用抑制IF 信號(hào) 2 倍中頻附近的相關(guān)內(nèi)容。

  2）該方案消除對(duì)復(fù)雜相干 DSP需求。

  3）至關(guān)重要的是，IMHD 架構(gòu)能夠支持高效的BM模式。在 TIA 前端，BM 光信號(hào)會(huì)被下轉(zhuǎn)換為 BM 單邊帶中頻信號(hào)，消除 TIA 輸入端的突然直流漂移，由于 BM 信號(hào)引起的共模干擾被全差分 TIA 抑制，允許CAGC和 AOC 路環(huán)并行運(yùn)行，顯著縮短2R穩(wěn)定時(shí)間。

  EIC采用 0.13um SiGe BiCMOS 技術(shù)制造，PIC 采用 iSiPP50G 技術(shù)制造。PD響應(yīng)度為 0.9A/W。該接收器在112Gb/s NRZ運(yùn)行，誤碼率低于 2.4e-4，BM 穩(wěn)定時(shí)間為 23ns，在 1290–1329nm（受儀器限制）波長(zhǎng)范圍內(nèi)，傳輸距離為 20km 單模光纖。

  下圖的上半部分展示所提出的接收前端的電路架構(gòu)，包括一個(gè) PIC 和一個(gè)EIC，其通過線鍵集成在一起，每條線的電感約為 330pH。PIC由一個(gè) O 波段 90度2×4 MMI 和兩對(duì)CC-BPD組成。

  EIC包含三個(gè)級(jí)聯(lián)部分：

  1）部分1：TIA+兩級(jí)VGAs+CTLE?？烧{(diào) CTLE 使帶寬線性增加，最小化群延遲變化并最大化頻率響應(yīng)。模擬群延遲變化在 1GHz~40GHz之間為 2ps。SSB I/Q 中頻信號(hào)從 -40GHz~40GHz傳輸。在IQ 通路中，還有一個(gè)輸入直流電流控制（IDCC）環(huán)路用于去除共模直流電流，以及一個(gè)直流偏移消除（DCOC）環(huán)路來平衡由于不匹配而產(chǎn)生的直流電平。

  2）部分 2：由兩個(gè)吉爾伯特乘法器和一個(gè)電阻加法器實(shí)現(xiàn)的包絡(luò)解調(diào)器。由于 PIC物理通道間距限制，I Q 路的吉爾伯特乘法器彼此相隔 750mm。源終端電阻用于吸收由于電阻加法器造成的不匹配阻抗所引起的反射。

  3）部分 3：后線性放大器和混合均衡器。差分串聯(lián)電感和CTLE均衡協(xié)同作用，使后級(jí)放大器的帶寬在仿真中提升至67GHz。包括 PIC 和 EIC 在內(nèi)的模擬光電帶寬為60GHz。

  下圖下半部分展示在 112Gb/s NRZ 下，使用 20km SMF 且 CD=1.6ps/(nm*km)條件下，未考慮噪聲時(shí)IMHD RX和DD RX的模擬輸出。

  在 DSP 中使用 3 級(jí) FFE，IMHD RX可以補(bǔ)償由 CD 引起的相位失真，而 DD RX輸出則嚴(yán)重失真，使用 21 級(jí) FFE 后僅能達(dá)到 40mV 的開眼度。

  如圖所示，為了實(shí)現(xiàn)快速且準(zhǔn)確的 BM 穩(wěn)定，進(jìn)行適當(dāng)?shù)臅r(shí)序和環(huán)路帶寬控制。另外AGC（FGC）環(huán)路，用于適應(yīng)來自不同 ONU 發(fā)送端的不同的消光比（ER）。

  在 S1 和 S2 期間，CAGC 和 AOC 環(huán)路在高帶寬模式下并行工作，并在 S2 結(jié)束時(shí)收斂，需要 6ns。FGC 環(huán)路在 S2 和 S3 中快速調(diào)整，需要 10ns。AOC 環(huán)路在 S6 中切換到低帶寬模式，以減少功率損失。

  下圖展示連續(xù)模式和突發(fā)模式接收的測(cè)試環(huán)境。

  下圖展示 NRZ 信號(hào)連續(xù)模式接收的測(cè)量眼圖和BER，使用4.5dBm 的波導(dǎo) LO，在112Gb/s NRZ 模式下測(cè)試。

  在遵循 50G PON 的 LDPC FEC BER 限值 1e-2情況下，不使用均衡器時(shí)，RX 在B2B下實(shí)現(xiàn)-22.9dBm靈敏度，在實(shí)施 3 級(jí) FFE 后，OMA 提高到-25.8dBm。

  在 20km光纖傳輸后，采用3 級(jí) FFE 后，1290nm 和 1329nm 的OMA分別為-23.7dBm 和 -22.9dBm。

  下圖展示在強(qiáng)信號(hào)（LL）和強(qiáng)弱混合信號(hào)（LS）下的BM 穩(wěn)定波形和誤碼率曲線。最長(zhǎng)收斂時(shí)間為 23ns，OMA 為 -25.8dBm。無論 LL 還是 LS，誤碼率為 2.4e-4。

  與 B2B CM接收相比，在無 FFE情況下，在誤碼率為 1e-2 時(shí)，LS BM的功率損失（PP）為 0.5dB。

  為了表征 O-E 帶寬和解調(diào)信號(hào)的質(zhì)量，下圖給出測(cè)量的62GHz OE頻率響應(yīng)和接收端的SNDR高于11dB。

  通過對(duì)比，這項(xiàng)工作實(shí)現(xiàn)112Gb/s BM NRZ 信號(hào)檢測(cè)，穩(wěn)定時(shí)間為 23ns，動(dòng)態(tài)范圍大于 20.8dB，接收 OMA 為 -25.8dBm。

  參考文獻(xiàn)【1】A 112Gb/s NRZ Heterodyne Detection 23ns Settled Burst-Mode RX with CD Suppression and Envelope Demodulation for 100G PON Cheng Wang, Ye Gu, Gertjan Coudyzer, Shengpu Niu, Jing Zhang, Xin Yin imec - Ghent